Реализация простого выходного каскада генератора сигналов на усилителях с обратной связью по току (CFA) и с переменным КУ (VGA)

Всем доброго времени суток! Прошлая статья была посвящена компараторам и триггерам Шмитта на операционных усилителях. Я упоминал, что они служат основой для построения различных видов генераторов колебаний. Среди всех типов генерируемых сигналов можно выделить четыре основных формы импульса: прямоугольная, треугольная, пилообразная и синусоидальная. В соответствии с этими формами импульса получили названия и генераторы сигналов.

Для сборки радиоэлектронного устройства можно преобрески DIY KIT набор по ссылке.

Принцип построения импульсных генераторов на ОУ

В предыдущих статьях я рассказывал об импульсных генераторах с различной формой импульсов, выполненных на транзисторах. Для простых устройств их, возможно, применять, но для создания сложных устройств с регулировкой различных параметров их схемы оказываются неоправданно трудоёмкими в настройке и разработке. Поэтому для упрощения схемотехнической реализации применяют генераторы импульсов в основе, которых лежат операционные усилители.

В общем случае для получения импульсов различной формы требуется замкнутая система, которая состоит из трёх основных частей: интегратора, компаратора и логической схемы.

Блок-схема генератора колебаний различной формы.

Хотя схема состоит из трех частей, но довольно часто в простых генераторах применяют один-два операционных усилителя. Для повышения гибкости и универсальности схем генераторов можно добавлять дополнительные ОУ.

Первой рассматриваемым генератором будет мультивибратор, то есть генератор прямоугольных импульсов.

Схемы простых генераторов импульсов

Генераторы импульсов являются важной составляющей многих радиоэлектронных устройств. Простейший генератор импульсов (мультивибратор) может быть получен из двух-каскадного УНЧ (рис. 6.1). Для этого достаточно соединить вход усилителя с его выходом. Рабочая частота такого генератора определяется значениями R1C1, R3C2 и напряжением питания. На рис. 6.2, 6.3 показаны схемы мультивибраторов, полученные простой перестановкой элементов (деталей) схемы, изображенной на рис. 6.1. Отсюда следует, что одну и ту же простейшую схему можно изобразить различными способами.

Рис. 6.1

Рис. 6.2

Практические примеры использования мультивибратора приведены на рис. 6.4, 6.5.

На рис. 6.4 показана схема генератора, позволяющего плавно перераспределять длительность или яркость свечения светодиодов, включенных в качестве нагрузки в цепи коллекторов. Вращением ручки потенциометра R3 можно управлять соотношением длительностей свечения светодиодов левой и правой ветвей. Если увеличить емкость конденсаторов С1 и С2, частота генерации понизится, светодиоды начнут мигать. При уменьшении емкости этих конденсаторов частота генерации возрастает, мелькание светодиодов сольется в сплошное свечение, яркость которого будет зависеть от положения ручки потенциометра R3. На основе подобного схемного решения могут быть собраны разнообразные полезные конструкции, например, регулятор яркости светодиодного фонарика; игрушка с мигающими глазами; устройство плавного изменения спектрального состава источника излучения (разноцветные светодиоды или миниатюрные лампочки и светосуммирую-щий экран).

Рис. 6.3

Рис. 6.4

Генератор переменной частоты (рис. 6.5) конструкции В. Цибульского позволяет получать плавно изменяющееся со временем по частоте звучание [Р 5/85-54]. При включении генератора его частота возрастает с 300 до 3000 Гц за 6 сек (при емкости конденсатора СЗ 500 мкФ). Изменение емкости этого конденсатора в ту или иную сторону ускоряет или, напротив, замедляет скорость изменения частоты. Плавно изменять эту скорость можно и переменным сопротивлением R6. Для того чтобы этот генератор мог выполнять роль сирены, или быть использованным в качестве генератора качающейся частоты, можно предусмотреть схему принудительного периодического разряда конденсатора СЗ. Такие эксперименты можно рекомендовать для самостоятельного расширения познаний в области импульсной техники.

Рис. 6.5

Рис. 6.6

Управляемый генератор прямоугольных импульсов показан на рис. 6.6 [Р 10/76-60]. Генератор также представляет собой двухкаскадный усилитель, охваченный положительной обратной связью. Для упрощения схемы генератора достаточно соединить эмиттеры транзисторов конденсатором. Емкость этого конденсатора определяет рабочую частоту генерации. В данной схеме для управления частотой генерации в качестве управляемой напряжением емкости использован варикап. Увеличение запирающего напряжения на варикапе приводит к уменьшению его емкости. Соответственно, как показано на рис. 6.7, возрастает рабочая частота генерации.

Рис. 6.7

Варикап, в порядке эксперимента и изучения принципа работы этого полупроводникового прибора, можно заменить простым диодом. При этом следует учитывать, что германиевые точечные диоды (например, Д9) имеют очень малую начальную емкость (порядка нескольких пФ), и, соответственно, обеспечивают небольшое изменение этой емкости от величины приложенного напряжения. Кремниевые диоды, особенно силовые, рассчитанные на большой ток, а также стабилитроны, имеют начальную емкость 100… 1000 пФ, поэтому зачастую могут быть использованы вместо варикапов. В качестве варикапов можно применить и р-n переходы транзисторов, см. также главу 2.

Для контроля работы сигнал с генератора (рис. 6.6) можно подать на вход частотометра и проверить границы перестройки генератора при изменении величины управляющего напряжения, а также при смене варикапа или его аналога. Рекомендуется полученные результаты (значения управляющего напряжения и частоту генерации) при использовании разного вида варикапов занести в таблицу и отобразить на графике (см., например, рис. 6.7). Отметим, что стабильность генераторов на RC-элементах невысока.

Рис. 6.8

Рис. 6.9

На рис. 6.8, 6.9 показаны типовые схемы генераторов световых и звуковых импульсов, выполненные на транзисторах различного типа проводимости. Генераторы работоспособны в широком диапазоне питающих напряжений. Первый из них вырабатывает короткие вспышки света частотой единицы Гц, второй — импульсы звуковой частоты. Соответственно, первый генератор может быть использован в качестве маячка, светового метронома, второй — в качестве звукового генератора, частота колебаний которого зависит от положения ручки потенциометра R1. Эти генераторы можно объединить в единое целое. Для этого достаточно один из генераторов включить в качестве нагрузки другого, либо параллельно ей. Например, вместо цепочки из светодиода HL1, R2 или параллельно ей (рис. 6.8) можно включить генератор по схеме на рис. 6.9. В итоге получится устройство периодической звуковой или светозвуковой сигнализации.

Генератор импульсов (рис. 6.10), выполненный на составном транзисторе (п-р-п и р-п-р), не содержит конденсаторов (в качестве частотозадающего конденсатора использован пьезокерамиче-ский излучатель BF1). Генератор работает при напряжении от 1 до 10 Б и потребляет ток от 0,4 до 5 мА. Для повышения громкости звучания пьезокерамического излучателя его настраивают на резонансную частоту подбором резистора R1.

Рис. 6.10

Рис. 6.11

На рис. 6.11 показан достаточно оригинальный генератор релаксационных колебаний, выполненный на биполярном лавинном транзисторе.

Генератор содержит в качестве активного элемента транзистор микросхемы К101КТ1А с инверсным включением в режиме с «оборванной» базой. Лавинный транзистор может быть заменен его аналогом (см. рис. 2.1).

Устройства (рис. 6.11) часто используют для преобразования измеряемого параметра (интенсивности светового потока, температуры, давления, влажности и т.д.) в частоту при помощи резистивных или емкостных датчиков.

При работе генератора конденсатор, подключенный параллельно активному элементу, заряжается от источника питания через резистор. Когда напряжение на конденсаторе достигает напряжения пробоя активного элемента (лавинного транзистора, динистора или т.п. элемента), происходит разряд конденсатора на сопротивление нагрузки, после чего процесс повторяется с частотой, определяемой постоянной RC-цепи. Резистор R1 ограничивает максимальный ток через транзистор, препятствуя его тепловому пробою. Времязадающая цепь генератора (R1C1) определяет рабочую область частот генерации. В качестве индикатора звуковых колебаний при качественном контроле работы генератора используют головные телефоны. Для количественной оценки частоты к выходу генератора может быть подключен частотомер или счетчик импульсов.

Устройство работоспособно в широком интервале изменения параметров: R1 от 10 до 100 кОм (и даже до 10 МОм), С1 — от 100 пФ до 1000 мкФ, напряжения питания от 8 до 300 В. Потребляемый устройством ток обычно не превышает одного мА. Возможна работа генератора в ждущем режиме: при замыкании базы транзистора на землю (общую шину) генерация срывается. Преобразователь-генератор (рис. 6.11) может быть использован и в режиме сенсорного ключа, простейшего Rx-и Сх-метра, перестраиваемого широкодиапазонного генератора импульсов и т.д.

Генераторы импульсов (рис. 6.12, 6.13) также выполнены на лавинных транзисторах микросхемы К101КТ1 типа п-р-п или К162КТ1 типа р-п-р, динисторах, или их аналогах (см. рис. 2.1). Генераторы работают при напряжении питания выше 9 Б и вырабатывают напряжение треугольной формы. Выходной сигнал снимается с одного из выводов конденсатора. Входное сопротивление следующего за генератором каскада (сопротивление нагрузки) должно в десятки раз превышать величину сопротивления R1 (или R2). Низкоомную нагрузку (до 1 кОм) можно включать в коллекторную цепь одного из транзисторов генератора.

Рис. 6.12

Рис. 6.13

Рис. 6.14

Довольно простые и часто встречающиеся на практике генераторы импульсов (блокинг-генераторы) с использованием индуктивной обратной связи показаны на рис. 6.14 [А. с. СССР 728214], 6.15 и 6.16. Такие генераторы обычно работоспособны в широком диапазоне изменения напряжения питания. При сборке блокинг-генераторов необходимо соблюдать фазировку выводов: при неправильном подключении «полярности» обмотки генератор не заработает.

Рис. 6.15

Рис. 6.16

Подобные генераторы можно использовать при проверке трансформаторов на наличие межвитковых замыканий (см. главу 32): никаким иным методом такие дефекты не могут быть выявлены.

Литература: Шустов М.А. Практическая схемотехника (Книга 1), 2003 год

Автоколебательный мультивибратор на ОУ

Автоколебательный мультивибратор или просто мультивибратор называют генератор прямоугольных импульсов. В его основе лежит триггер Шмитта или компаратор с гистерезисом, но в отличие от триггера напряжение в мультивибраторе формируется интегрирующей цепочкой R1C1. Ниже приведена схема мультивибратора на ОУ

Данный мультивибратор состоит из операционного усилителя DA1, который охвачен положительной обратной связью через резисторы R2R3 и отрицательной обратной связью при помощи интегрирующей цепочки R1C1.

Рассмотрим работу мультивибратора. В основе работы мультивибратора лежит триггер Шмитта, который создается ПОС при помощи резисторов R2R3. Так как опорное напряжение триггера равно нулю, то напряжение верхнего порогового уровня будет равно

а нижнего порога переключения триггера

Таким образом, в момент подачи питания конденсатор полностью разряжен, то есть на инвертирующем входе ОУ напряжение равно нулю. В тоже время на выходе ОУ, вследствие неидеального ОУ, присутствует некоторое положительное напряжение, часть которого через ПОС R2R3 поступает на неинвертирующий вход ОУ. Далее происходит усиление этого напряжения и на выходе ОУ происходит дальнейший рост напряжения.

Напряжение с выхода ОУ поступает также через цепочку R1C1, но вследствие того, что интегрирующая цепочка задерживает сигнал, то рост напряжения на конденсаторе С1, а следовательно и на инвертирующем входе будет происходить медленнее, чем на неинвертирующем. И в результате разность напряжений на инвертирующем и неинвертирующем входе будет расти, а следовательно будет происходить рост выходного напряжения.

В некоторый момент времени напряжение на конденсаторе UC (а также на инвертирующем входе) достигнет напряжения верхнего порогового уровня UВП триггера Шмитта и выходное напряжение UВЫХ скачком станет равным отрицательному напряжению насыщения UНАС-. В результате чего ток через резистор R1 изменится на противоположный, а конденсатор С1 начнёт разряжаться. Разряд конденсатора будет происходить до напряжения нижнего порога переключения UВП триггера. После этого также скачкообразно произойдёт переключение выходного напряжения с отрицательного насыщения к положительному напряжению насыщения UНАС+ триггера Шмитта. Данные переключения иллюстрирует график расположенный ниже

Частота выходных импульсов мультивибратора зависит от постоянной времени интегрирующей цепочки R1C1, а также от ширины петли гистерезиса и в общем случае определяется следующим выражением

Не трудно заметить, что при

В случае равенства сопротивлений резисторов в цепи ПОС R2 и R3 соотношения будут выглядеть следующим образом

Как работают цифровые усилители? Обзор классов D, T, UcD, PurePath™ HDС

Несмотря на расхожее мнение о том, что
усилители класса D были разработаны относительно недавно и являются продуктом современных цифровых технологий, данный класс имеет богатую историю, а его первые реализации были описаны ещё в эпоху радиоламп. Использовать ключевую схемотехнику для усиления звука впервые предложил наш соотечественник Дмитрий Агеев в 1951 году, а в 1955 году француз Роже Шарбонье, создавая аналогичную схему, впервые применил термин «класс D».
В основе принципа работы усилителей класса D и любых его модификаций (классы T, J, Z, TD и т. д.) используется принцип широтно-импульсной модуляции (ШИМ). А в основе схемотехники, как правило, лежит генератор линейно-изменяющегося треугольного напряжения (ГЛИН с частотой, исчисляемой сотнями килогерц) и быстродействующий компаратор, преобразующий это треугольное напряжение в импульсы, длительность которых пропорциональна амплитуде входящего звукового аналогового сигнала (Рис.1).

Рис.1 Функциональная схема усилителя класса D с внешним ГЛИН треугольного напряжения
Механизм преобразования аналогового звукового сигнала в импульсное напряжение с изменяемой скважностью приведён на Рис.2.

Далее ШИМ сигнал, имеющий форму импульсов равной амплитуды, но разной длительности, усиливается с помощью пары симметрично включённых быстродействующих MOSFET транзисторов, после чего поступает на простейший LC-фильтр, который демодулирует усиленный сигнал, отсекая несущую частоту и сопутствующий высокочастотный шум. Поскольку выходные транзисторы работают в импульсном режиме, т. е. выступают в роли ключей, находясь либо в закрытом, либо в открытом состоянии, КПД цифровых усилителей при практической реализации достигает значений порядка 90–95%. А это означает, что лишь единицы процентов энергии расходуются на нагрев полупроводников, поэтому радиаторы для них можно использовать крайне малого размера.

В настоящее время промышленно выпускается довольно большое количество специализированных и недорогих ИМС, предназначенных для работы в качестве усилителей класса D. Одна только производит линейку цифровых усилителей (номенклатурой — около 50-ти наименований) с широкими диапазонами питающих напряжений: 2,5…50 В и мощностей — 3…300 Вт. Поэтому интерес отдельной радиолюбительской братвы к построению цифровых усилителей на ШИМ-контроллерах, предназначенных для блоков питания (типа TL494 или подобных), мы здесь ни приветствовать, ни обсуждать не станем ввиду их весьма скромных качественных характеристик.

Отдельным подклассом усилителей звуковой частоты класса D являются устройства, не содержащие генератора треугольного напряжения, а работающие в режиме самовозбуждения или, иначе говоря — самоосцилляции (Self-Oscillating Amplifier). Самоосцилляция возникает вследствие введения положительной обратной связи. Частота импульсов обычно выбирается из диапазона 300…700 кГц, а длительность варьируется в соответствии с уровнем входного звукового сигнала. Однако и в данном типе усилителей также возможны варианты:

1. Усилители класса D с самовозбуждением, разработанные компанией Philips Electronics по UcD-технологии (Universal Class D) в 2005 году (Рис.3).

Как видно из схемы, усилитель охвачен общей отрицательной обратной связью, поступающей с выхода ключевого усилителя через выходной фильтр (L1, C3) и цепь обратной связи (R1…R3, C1) на вход компаратора. Параметры фильтра и цепи обратной определяют частоту на которой фазовый сдвиг составляет 180 градусов, в результате чего и возникает автоколебательный процесс. Коэффициент усиления усилителя определяется отношением R3/R1. Величины сопротивления резистора R2 и ёмкости конденсатора C2 выбираются таким образом, чтобы частота колебаний была в диапазоне 300…350 кГц.

В описании демонстрационной версии UcD усилителя Philips UM10155 содержатся: принципиальные схемы и печатные платы изделия. При выходной мощности 200 Вт усилитель обеспечивает КПД — не менее 92% и коэффициент гармоник — не более 0.03%. Ознакомиться с описанием можно по ссылке — Philips UM10155.

Теоретически, в усилителе UcD, благодаря введению общей отрицательной обратной, появляется возможность реализовать более линейный режим его работы и получить меньшее (чем у усилителей с ГЛИН) значение уровней гармонических составляющих. К тому же ООС компенсирует активное сопротивление выходного дросселя, в результате чего коэффициент демпфирования получается очень высоким, что особенно важно при использовании усилителя с мощными сабвуферами. Однако по информации из различных источников следует, что характеристики UcD усилителей весьма критичны, причём критичны ко ВСЕМУ! Это касается и параметров применяемых полупроводников, и частоты среза и добротности выходного LC-фильтра, и построению корректирующей цепи обратной связи. С учётом необходимости иметь частоту среза выходного фильтра в районе 30 кГц, весьма сложно даётся увод частоты осцилляции на необходимые и стабильные 300…400 кГц, при которых искажения имеют приемлемый уровень. Именно поэтому данный тип усилителей и не нашёл широкого интереса массовых производителей электроники и ограничился не самой крупной компанией Hypex Electronics, выпускающей несколько серий модулей UcD усилителей, предназначенных в основном для активных сабвуферов. А вот обитатели форумных пространств не унывают и не падают духом где попало! Поэтому для желающих приобщиться к UcD-строению могу порекомендовать окунуться в 14-летнюю дискуссию, начинающуюся на странице — ссылка на страницу.

Несколько по-другому обстоят дела с другим видом самоосциллирующих усилителей:

2. Усилители «PurePath™ HD» класса D с самовозбуждением, разработанные компанией Texas Instruments (Рис.4).

В отличие от UcD устройств, в усилителях PurePath™ HD сигнал обратной связи снимается до выходного фильтра нижних частот. В связи с этим фазовый сдвиг, необходимый для устойчивой осцилляции, определяется, прежде всего, номиналами элементов петлевого фильтра, что делает работу усилителя более устойчивой и предсказуемой. О характеристиках таких усилителей можно судить по ИМС типа TAS5615 и TAS5616 (мощностью 150 Вт) и TAS5630 и TAS5631, представляющих собой стереофонические усилители с интегрированной цепью ОС и максимальной выходной мощностью 300 Вт на канал. Усилители обеспечивает коэффициент гармоник (Кг) 0.03% при выходной мощности 1 Вт на нагрузке 4 Ом. В мостовом включении TAS5630 и TAS5631 выдают 400 Вт максимальной мощности при 10% искажений. Микросхемы выпускаются в 44 выводных или 64 выводных корпусах, стоят у наших китайских друзей 8…10$, но гораздо более предпочтительным я бы посчитал не покупку ИМС и самостоятельное её паяние (со всеми вытекающими последствиями), а приобретение готового модуля, который на том же Али стоит вполне адекватных денег (Рис.5 слева).

На диаграмме зависимости коэффициента гармоник от выходной мощности, взятой из Datasheet-а на TAS5630 (Рис.5 справа), видно, что картина с нелинейностью микросхемы не такая уж и радужная. Коэффициент гармоник 0.03%, приведённый в характеристиках для выходной мощности 1Вт начинает прилично расти как при понижении, так и при повышении мощности. На 10 ваттах он уже превышает 0,1%, а при мощностях свыше 100 ватт начинается лавинный рост, вплоть до 10%.

Если всё ж таки сильно хочется поэкспериментировать с PurePath осцилляцией, то я бы предложил популярную и недорогую микросхему компании International Rectifier — IRS2092, которая представляет собой основу звукового усилителя класса D. В сочетании с внешними МОП-транзисторами IRS2092 образует полный усилитель класса D с защитой от перегрузки и сквозных токов выходных транзисторов. Универсальная структура узла аналогового входа с усилителем ошибок и ШИМ-компаратором обладает гибкостью в реализации различных типов схем модуляции ШИМ, однако типовой областью применения ИМС являются усилители с автоколебательной технологией ШИМ PurePath.

Рис.6 Типовая схема включения IRS2092 с автоколебательной технологией ШИМ

Основные параметры усилителя D-класса на базе ИМС IRS2092: Максимальное напряжение питания ±100 В; Максимальный ток драйвера: ON — 1А, OFF — 1,2 А; DEADTIME — 25/40/65/105 nS; Время реакции защиты от перегрузки — 500 nS; Постоянное напряжение на выходе — менее 20 мВ; Максимальная частота ШИМ — 800 кГц; Коэффициент усиления без ООС — более 60 дБ; THD на нагрузке 4 Ω при вых мощности 50 Вт, 1 кГц — 0,01%; Уровень шума — 200 мкВ.

Ценность данной микросхемы состоит в том, что при увеличении количества выходных транзисторов (в параллельном включении), появляется бонус в виде достижения в нагрузке значительных (вплоть до киловаттных) мощностей. Естественно, что в этом случае придётся поднапрячься и позаботиться об умощнении драйверных выходов.

Ознакомиться с подробным функциональным описанием микросхемы IRS2092 на русском языке можно по ссылке — IRS2092.

3. Усилители класса T, разработанные фирмой Power Acoustic в 2000 году.

Усилители класса Т были анонсированы, как альтернатива ключевым усилителям других классов. Если в усилителях класса D используется ШИМ-модуляция с фиксированной частотой ГЛИН, то в усилителях класса T выходные транзисторы коммутируются с изменяющейся по псевдослучайному закону (Dithering of the Switching Frequency) частотой, значение которой, помимо прочего, зависит и от уровня входного сигнала. Dithering (дизеринг) представляет собой подмешивание в первичный коммутирующий сигнал псевдослучайного шума со специально подобранным спектром, что размазывает шум квантования в широкой полосе частот, в результате чего — спектральная плотность гармоник информационного сигнала и комбинационных искажений значительно снижаются при сохранении высокого параметра КПД. В связи со сложностью алгоритма — все эти манипуляции удобнее производить в цифровом виде при помощи специализированного сигнального процессора (Рис.6).

Рис.7 Структурная схема стереофонического усилителя класса T

В 2000г. при финансовой поддержке компаний Cisco, Intel и Texas Instruments была создана фирма Tripath для разработок и производства полностью цифровых усилителей звука класса Т на базе собственной технологии DPP (Digital Power Processing). На сегодняшний день можно отметить одного из флагманов линейки, выпускаемой компанией Cisco — ИМС TDA2500. Микросхема представляет собой драйвер стереоусилителя класса Т, выполненный по технологии Digital Power Processing (DPP). При подключении микросхемы к источнику напряжением ±90В и внешним полевым транзисторам в соответствии с Datasheet-ом, производитель гарантирует следующие характеристики каждого канала при 4-омной нагрузке: TDN + N (искажения + шумы) = 0,02% при 50 W; TDN + N (искажения + шумы) = 0,1% при 650 W; TDN + N (искажения + шумы) = 1% при 800 W; TDN + N (искажения + шумы) = 10% при 1100 W; КПД при 500 W — 79% … Стоимость микросхемы TDA2500 у наших китайских друзей составляет немногим менее 1000$ за единицу продукции.

Однако не стоит хоронить класс D, всё дело в комплектующих — продекларировали гарны хлопцы из датской компании Lars Clausen Technologies и выдали на-гора свой класс усилителей под названием NewClassD.

4. Усилители класса NewClassD, выпускаемые компанией Lars Clausen Technologies с 2006 г.

На сегодняшний день компания Ларса Клаузена выпускает два модуля усилителей «Singularity 3» класса NewClassD мощностью 900 и 1200 Вт (при работе на 4-омную нагрузку). Вот, что датчане пишут про основные отличия своих изделий от обычного D-класса и причины, по которым их можно считать «одними из лучших усилителей звука в мире»:

1. Использование высокоскоростных SiCFET транзисторов на 600 В, которые работают примерно в 10 раз быстрее MOSFET-ов, обеспечивая лучшее разрешение в верхней части диапазона и меньший коммутационный шум; 2. Высокая частота дискретизации 850 кГц; 3. Качественные и сверхмалошумящие дискретные полупроводники от компании Rohm Semiconductor; 4. Тонкоплёночные прецизионные резисторы 5. Танталовые резисторы от Audio Note UK в цепи обратной связи; 6. Выходные фильтры из посеребрённого провода с тефлоновой изоляцией; 7. 6-слойная посеребрённая печатная плата с полной плоскостью GND; 8. Тщательная настройка каждого модуля для достижения идеальной производительности

Характеристики на 1200-ваттный агрегат приводятся следующие: Максимальная выходная мощность на 4 Ом — 900 Вт RMS Максимальная выходная мощность на 3,2 Ом — 1200 Вт RMS Диапазон воспроизводимых частот по уровню -3 дБ (4 Ом) — 2…180000 Гц THD + N при 1Вт (8 Ом) — 0,00033% THD + N при 40Вт (8 Ом) — 0,01% Динамический диапазон — 146 дБ Цена — 1456,88$

Красивая картинка, но, как говорится — «Грустно, девицы!». Мы же с вами видим (судя по приведённым характеристикам), что уже при 40 ваттах искажения выросли в 30 раз! А что будет при 100, 200-ваттных и т. д. мощностях? А об этом шибко лукавый датский производитель предпочёл сильно не распространяться. Хотя, чего греха таить, качественных комплектующих и тщательной настройки, как и большой и чистой любви — много не бывает!

ЛИТЕРАТУРА 1. Philips Semiconductors — User manual UM10155 Discrete Class D High Power Audio Amplifier 2. Lars Clausen Technologies IVS — NewClassD 3. V. Makarenko — The comparative analysis of characteristics of key amplifiers of sound signals

Улучшение параметров мультивибратора

Стабильность частоты амплитуды генерирования простого мультивибратора, изображённого в начале статьи, во многом определяется стабильностью характеристик насыщения операционного усилителя, поэтому для улучшения параметров выходных импульсов (длительности и амплитуды) необходимо обеспечить стабильность амплитуды выходных импульсов и постоянной времени цепочки R1C1. Ниже приведена схема мультивибратора, в которой сведены к минимуму недостатки предыдущей схемы.

В данной схеме мультивибратора введены дополнительные элементы: входные резисторы R1 и R3, повышающие входное сопротивление ОУ и двухсторонний параметрический стабилизатор R4VD1VD2, стабилизирующий амплитуду выходных импульсов. Введение резисторов R1 и R3 связано с тем, чтобы увеличить входное сопротивление ОУ, так как они снабжены защитой по входам при больших дифференциальных сигналах. Их величина выбирается на порядок больше, чем сопротивление резисторов R5 и R6 и имеет порядок сотен килом.

Ещё большего улучшения параметров мультивибратора можно добиться, если резистор в интегрирующей RC цепочке заметить транзисторным генератором тока.

Если ставится задача получения несимметричного мультивибратора, то резистор в цепи ООС заменяется двумя параллельными диодно-резисторными цепями, что изображено на рисунке ниже

Усилители со сложной обратной связью (продолжение)- Радиолюбительская азбука

В аналоговой технике наряду с усилителями сигнала широко распространены и генераторы сигналов. И это логично — ведь для того, чтобы что-то усилить (преобразовать), это «что-то» нужно где-то взять. А разнообразные источники шума, к которым относятся магнитофоны, радиоприемники и пр., не всегда «под рукой». Поэтому при налаживании радиоаппаратуры, наряду с вышеупомянутыми источниками сигналов, очень часто используют и генераторы. К тому же частота генератора всегда известна (в отличие от частоты музыкального сигнала, измерить которую, в прямом смысле этого слова, практически невозможно), и ее можно изменять в широких пределах, причем тогда, когда нам этого хочется.

Генераторы импульсов на аналоговых микросхемах очень часто используются и в цифровой технике. Как известно, цифровые микросхемы практически непригодны для работы в режиме генератора: при плавно нарастающем входном напряжении (по такому принципу работают все генераторы с время задающей RC-цепочкой) у них обычно возникают сквозные токи в выходных каскадах, что приводит к кратковременному резкому увеличению потребления тока. Следствия этого — возникновение пульсаций на шинах питания. И если на повышение потребляемого тока еще можно «закрыть глаза», то с пульсациями приходится бороться. А это очень непросто.

Аналоговые микросхемы рассчитаны специально на работу с плавно изменяющимся напряжением, поэтому возникновение сквозных токов в их выходных (мощных) каскадах невозможно в принципе. То есть они не генерируют помехи в цепи питания и их потребляемый ток всегда минимален.

Генераторы на аналоговых микросхемах, с времязадающей RC-цепочкой, чаще всего собираются на основе триггера Шмитта (рис. 1.4.1, а) — это единственная схема, для работы которой нужен один ОУ (генераторы на основе интегратора нуждаются в ОУ с прямым и инверсным выходами, т. е. практически в двух ОУ или ОУ + транзистор, а также в двух RC-цепочках; такие генераторы очень часто называются мультивибраторами. Помимо интегратора, в мультивибраторе можно использовать и два активных (т. е. не пассивных) дифференциатора (ФВЧ), в том числе и собранных на транзисторах, но и в этом случае нужно две цепочки). Собрать на основе ОУ генераторы, используя катушки индуктивности или кварцевые резонаторы, сложнее (но необходим только один ОУ). к тому же кварцевые резонаторы прекрасно работают с цифровыми микросхемами — из-за особенностей такого генератора, сквозные токи в выходных каскадах и помехи в цепях питания практически не возникают.

Работает генератор, изображенный на рис. 1.41, с, очень просто. Допустим, что сопротивления резисторов R2…R4 равны и на выходе ОУ DA1 установлен уровень лог. «1». Тогда напряжение на прямом входе DA1 равно 3/4 напряжения питания и конденсатор С1 заряжается через резистор R1. Как только напряжения на обоих входах ОУ сравняются (после чего напряжение на инверсном входе станет чуть больше — ведь конденсатор продолжает заряжаться), напряжение на его выходе начнет уменьшаться. При этом будет уменьшаться и напряжение на прямом входе — из-за влияния резистора R4. Разность напряжений между входами станет еще больше (ведь к инверсному входу подключен конденсатор, напряжение на котором изменяется только плавно), и это вызовет еще более резкое уменьшение выходного напряжения. Произойдет лавинообразный (самоускоряющийся) переход выхода ОУ из состояния лог. «1» в лог. «О», и напряжение на его прямом входе скачкообразно уменьшится до 1 /4 напряжения питания. Конденсатор С1 начнет разряжаться, и, как только напряжение на его обкладках станет меньше 1/4 напряжения питания (т. е. напряжения на прямом входе ОУ), выход генератора снова лавинообразно переключится в состояние лог. «1» и все вышеописанные процессы повторятся.

Увеличение и уменьшение напряжения на выходе ОУ (соответственно, фронт и спад выходного сигнала) происходит практически мгновенно и зависит только от быстродействия (скорости нарастания выходного сигнала) используемого в схеме ОУ. У большинства даже «неидеальных» ОУ оно столь значительно, что при согласовании такого генератора даже с довольно «скоростными» цифровыми микросхемами структуры ТТЛ (и их КМОП-аналогами) не возникает никаких проблем. Но все же для работы с ТТЛ-микросхемами в качестве ОУ желательно выбрать микросхемы серий К544, КР574 — у них больше скорость нарастания выходного напряжения. С обычными КМОП-микросхемами нормально работают и «древние» ОУ 140-й серии.

Так как цифровые микросхемы, как правило, рассчитаны на однополярное напряжение питания, то для искусственного формирования «половины напряжения питания» в схему введены резисторы R2 и R3. При отключенном резисторе R4 напряжение на прямом входе ОУ равно 2/4 напряжения питания. Если же сопротивление резистора R4 равно сопротивлению резисторов R2 и R3, напряжение на прямом входе, в зависимости от уровня на выходе ОУ, может быть или 1/4, или 3/4 напряжения питания. Если сопротивление резистора R4 уве-

Рис. 1.41. Генериторы импульсов: а — «стандартная» схема; б — эпюры напряжений в разных точках этой схемы; в — генератор треугольных импульсов (с генератором тока); г — генератор синусоиды на его основе личить, то амплитуда колебаний напряжения на входах ОУ уменьшится — это вызовет увеличение частоты колебаний на выходе схемы (так как напряжение на конденсаторе С1 в таком случае должно будет изменяться в меньших пределах, т. е. он будет быстрей заряжаться/разряжаться до напряжения на прямом входе; это вызовет увеличение частоты переключения ОУ); при уменьшении сопротивления резистора R4 частота выходного сигнала, наоборот, уменьшится.

Но слишком сильно уменьшать его сопротивление нельзя — иначе напряжение на прямом входе может выйти за пределы рабочего диапазона (напряжение на любом входе ОУ должно быть чуть больше напряжения на отрицательном выводе питания и чуть меньше напряжения на положительном; из этого правила есть исключения — в частности, серия К544 и LM358, LM2904 и некоторые другие: у них входное напряжение может быть в пределах -U…+UnHT — 1,5 В) и в результате генератор заблокируется (остановится).

Лучше всего изменять частоту генерации с помощью резистора R1 — его сопротивление может быть от 1 кОм (чтобы не перегружать выход ОУ) до нескольких мегаом (пока не начнет сказываться входной ток ОУ). В качестве этого резистора обычно используют подстроечный или переменный. Емкость конденсатора С1 также можно изменять в широких пределах — его можно выбирать любой величины.

Напряжение на выходе ОУ, как уже отмечалось выше, имеет прямоугольную форму. Но для настройки усилителей обычно используют синусоидальное напряжение — такой сигнал по своей структуре (спектру) гораздо проще прямоугольного и обработать его тоже проще. Практически синусоидальное напряжение можно «снять» с выводов конденсатора С1 (рис. 1.41, б), но сопротивление нагрузки в таком случае должно быть очень велико (т. е. ее нужно подключать через повторитель) — по крайней мере, в 5…10 раз больше сопротивления резистора R1. Напряжение на конденсаторе С1 имеет такую «пилообразную» форму из-за особенности резисторов, через которые конденсатор заряжается: чем больше разность напряжений между инверсным входом ОУ и его выходом, тем больше протекающий через резистор ток (закон Ома —I, а чем больше зарядный ток, тем быстрей изменяется напряжение на выводах конденсатора. «Чистую» синусоиду с помощью таких генераторов получить очень сложно: для этого нужно использовать элементы, сопротивление которых увеличивается при увеличении протекающего через них тока (терморезисторы, сопротивление которых при нагреве, вызванном выделяющейся на резисторе мощности, увеличивается, или лампы накаливания — у них тоже холодная спираль имеет меньшее сопротивление, чем нагретая). На практике синусоидальное напряжение обычно получают из треугольного («пилы»), сглаживая импульсы интегратором.

Генератор треугольных импульсов получается из генератора прямоугольных, в котором частотозадающий резистор заменен генератором тока (рис. 1.41, в). Так как ток через генератор тока в генераторе импульсов должен протекать в обоих направлениях, то использовать в этой схеме генераторы тока на транзисторах, пропускающие ток только в одном направлении, нельзя. К тому же на транзисторных генераторах тока падает слишком большое напряжение. Поэтому в схеме пришлось использовать генератор тока на основе ОУ. Недостаток такой схемы — нужно двухполярное напряжение питания для ОУ.

Входной сигнал на генератор подается с выхода триггера Шмитта через делитель напряжения на резисторах R5 и R6. Резистор R1 — «измерительный»: напряжение на выходе ОУ DA2, за счет ООС, всегда поддерживается таким, чтобы падение напряжения на этом резисторе равнялось напряжению на пря-

Рис. 1.41. Генераторы импульсов: д, е — генераторы с изменяемой скважностью импульсов мом входе ОУ. Амплитуда напряжения на прямом входе DA2 всегда одинакова, и, в зависимости от уровня на выходе DA1, меняется только его полярность (при указанных на схеме номиналах резисторов R5, R6 и напряжений питания ±15 В напряжение на прямом входе ОУ DA2 равняется или -0,6 В, или +0,6 В — в зависимости от полярности напряжения на выходе DA1). Поэтому и протекающий через резистор R1 и, соответственно, конденсатор С1, ток всегда одинаков, т. е. напряжение на конденсаторе изменяется линейно, как это показано на графике.

Для улучшения работы генератора треугольных импульсов желательно уменьшить до минимума сопротивление резистора R1. При этом можно будет уменьшить падение напряжения на нем — в результате амплитуда вертикальных участков изменения выходного напряжения (см. график) станет меньше, т. е. сигнал будет сильней походить на идеальный треугольник. При использовании отечественных недорогих ОУ минимальное падение напряжения на резисторе R7 (оно устанавливается подбором сопротивления резистора R6 — в качестве его можно поставить подстроечный) не должно быть меньше 0,01 В, при этом желательно подкорректировать напряжение смешения ОУ DA2, при использовании прецизионных ОУ его можно уменьшить до 0,001 В и даже меньше.

Изменяя сопротивление резистора R1, при неизменном сопротивлении резисторов R5 и R6, можно изменять скорость заряда/разряда конденсатора С1 (т. к. при этом изменяется протекающий через конденсатор и резистор ток — ведь падение напряжения на резисторе R1 всегда одинаково и не зависит от его сопротивления), т. е. частоту выходных импульсов.

С выхода микросхемы DA1 можно снимать прямоугольные импульсы, а с выхода DA2 — треугольные. Сопротивление нагрузки в обоих случаях может быть любым, но больше 1 кОм (при использовании в схеме маломощных ОУ). На формирователь треугольных импульсов сопротивление нагрузки влияет очень слабо — при любом сопротивлении нагрузки ОУ DA2 изменяет выходное напряжение так, чтобы падение напряжения на резисторе R1 оставалось неизменным (равным падению напряжения на резисторе R6), поэтому и протекающий через него (и конденсатор С1) ток всегда постоянен. Другое дело, если нагрузку подключить параллельно резистору R1 или конденсатору С1 — тогда в нагрузку ответвлялась бы часть тока и работа схемы нарушилась бы — в случае, если сопротивление нагрузки слишком мало.

Синусоидальные импульсы можно получить, если к выходу генератора треугольных импульсов подключить интегрирующую RC-цепочку или любой ФНЧ не очень высокого порядка. Но в таком случае при увеличении частоты импульсов амплитуда синусоидального напряжения на выходе интегратора будет изменяться, при неизменной амплитуде «пилы». Связано это с фильтрующими свойствами интегратора — амплитуда выходного напряжения максимальна при частоте сигнала ниже частоты среза. При уменьшении частоты генератора форма импульсов на выходе интегратора начнет искажаться, — вместо красивой синусоиды они начнут напоминать форму кузова «запорожца». Причину этого попытайтесь выяснить самостоятельно. Поэтому, если вам необходим именно синусоидальный сигнал, интегратор нужно сделать перестраиваемым, т. е. заменить постоянный резистор переменным и предусмотреть возможность замены конденсаторов, не используя паяльник. На выходе интегрирующей RC-цепочки присутствует синусоидальный неискаженный сигнал тогда, когда амплитуда синусоиды в 2…5 раз (и больше) меньше амплитуды входной треугольной «пилы». Если у вас есть осциллограф, то настроить схему можно и с его помощью — в таком случае вольтметр переменного тока не нужен.

На выходе интегратора желательно поставить повторитель напряжения на ОУ — тогда можно будет не учитывать сопротивление нагрузки. Всю схему (рис. 1.41, г) очень удобно собрать на одном счетверенном ОУ LM324 или его низковольтном (±2,5 В) аналоге LM2902. «Лишний» ОУ можно использовать при однополярном напряжении питания, для усиления по току образцового напряжения.

Во всех описанных выше схемах генераторов скважность импульсов равна единице, т. е. длительность импульса (в современной электронике под «импульсом» подозревают уровень лог. «1») равна длительности паузы (уровня лог. «О») между импульсами. Но, благодаря некоторым особенностям триггера Шмитта, построенного на ОУ (конкретней — регулируемому напряжению переключения), скважность импульсов во всех вышеописанных схемах можно изменить в любую сторону. При этом если длительность импульса равна, например, 2 сек, а длительность паузы — 4 сек, то скважность равна (4 + 2) : 2 = 3. Величина эта безразмерная, и ни в каких единицах не измеряется.

Схема генератора прямоугольных импульсов на основе триггера Шмитта с плавно изменяемой скважностью нарисована на рис. 1.41, д. При среднем положении движка переменного резистора R2 напряжение на конденсаторе С2 равно половине напряжения питания и скважность импульсов равна 2. Напряжение гистерезиса зависит только от сопротивления резисторов R3 и R4 (сопротивление резистора R2 можно не учитывать — емкостное сопротивление конденсатора С2 на рабочей частоте генератора ничтожно; но это только в том случае, если конденсатор имеет довольно большую емкость — его емкостное сопротивление на частоте генерации должно быть в сотни раз меньше сопротивления резистора R3) и при равенстве их сопротивлений равно половине напряжения питания.

При перемещении движка резистора R2 вниз напряжение на конденсаторе С2 уменьшается. При этом при уровне лог. «1» на выходе ОУ падение напряжения на резисторе R4 больше, чем при уровне лог. «О» (знак напряжения, т. е.

его полярность, не учитывается), — в крайнем случае, когда движок резистора R2 соединен с общим проводом, падение напряжения на резисторе R4 при нулевом напряжении на выходе вообще равно нулю. Но это крайний случай — такого допускать нельзя.

Так как при разных выходных напряжениях (уровнях) падение напряжения на резисторе R4 разное, то, соответственно, и конденсатор С1 будет неравномерно (с разной скоростью) заряжаться-разряжаться через резистор R1. Связано это с тем, что при уменьшении падения напряжения на резисторе протекающий через него ток также (пропорционально) уменьшается. То есть в нашем случае если при уровне лог. «О» напряжение на прямом входе ОУ равно, например, 2 В, при уровне лог. «1» — 5 В, а напряжение питания равно 10 В, то при единичном уровне на выходе генератора конденсатор должен будет зарядиться с 2 до 5 В и падение напряжения на резисторе будет уменьшаться от 10-2 = 8 до 10 – 5 = 5 В. Среднее падение напряжения на резисторе R1 равно 6,5 В, поэтому и ток, протекающий через него, значителен. При уровне лог. «О» конденсатор должен разрядиться от 5 до 2 В и падение напряжения на резисторе R4 будет уменьшаться от 0-5=5 до 0-2=2 В, среднее падение напряжения равно 3,5 В. При этом протекающий через него ток будет более чем в 2 раза меньше, чем при падении напряжения на нем, равном 6,5 В. То есть заряжаться конденсатор С1 будет в 2 раза быстрее, чем разряжаться, и длительность уровня лог. «1» на выходе генератора из-за этого будет в 2 раза меньше длительности уровня лог. «О» — скважность импульсов равна (6,5 + 3,5) : 3,5 = 2,86.

При плавном изменении сопротивления резистора R2 скважность импульсов также плавно изменяется. Когда напряжение на его движке (и конденсаторе С2) больше половины напряжения питания, длительность импульса на выходе генератора становится больше длительности паузы, т. е. скважность становится меньше двух.

Нетрудно заметить, что при изменении скважности импульсов частота выходного сигнала не изменяется. Связано это с тем, что при линейном изменении падения напряжения на резисторе протекающий через него ток также линейно изменяется. То есть во сколько раз ускорился заряд конденсатора, ровно во столько же раз замедлится его разряд. Но это только в том случае, если в качестве частотозадающего используется резистор, при замене его генератором тока, которому «до лампочки» падение напряжения на нем, скважность импульсов не зависит от напряжения на конденсаторе С2 и всегда равна 2.

В случае, если скважность импульсов должна изменяться в широких пределах, напряжение гистерезиса триггера Шмитта желательно сделать небольшим, иначе, при изменении напряжения на конденсаторе С2 и под влиянием напряжения с выхода ОУ, напряжение на его прямом входе может стать слишком большим (или слишком малым) — ив результате ОУ может блокироваться (перестанет реагировать на напряжение на инверсном входе). От этого недостатка свободны современные высококачественные ОУ, но они стоят слишком дорого для столь простой схемы.

Обычно в подобных генераторах сопротивление резистора R3 выбирается гораздо меньше сопротивления резистора R4. Максимальная скважность импульсов, которой можно достигнуть при этом, равна 2 х (R4 : R3). Эту схему можно использовать только в тех случаях, если скважность выходных импульсов не превышает 100.

Еще одна схема генератора с изменяющейся скважностью импульсов изображена на рис. 1.41, е. Напряжение гистерезиса переключения у этой схемы неизменно, изменяется только ток заряда или разряда конденсатора С1: при положительной полярности напряжения на выходе ОУ ток течет через резистор R1.1 и диод VD1.1 и скорость заряда конденсатора зависит только от сопротивления резистора R1.1 (сопротивление цепи R1.2 VD1.2 при этом очень велико, и его можно не учитывать). При отрицательной полярности выходного напряжения конденсатор С1 разряжается через резистор R1.2 — диод VD1.1 при этом закрыт обратным напряжением.

Скважность импульсов этого генератора зависит только от качества конденсатора С1 (его тока утечки) и теоретически может быть от нуля до бесконечности (но практически — от 1/1000 до 1000). Длительность импульса регулируется резистором R1.1, а длительность паузы — резистором R1.2. Если сопротивление одного из резисторов (например R1.2) в два и более раза превышает сопротивление второго, то соответствующий диод (VD1.2) можно закоротить. При этом при отрицательной полярности выходного напряжения ток будет течь только через высокоомный резистор, а при положительной — через оба резистора. Но, так как сопротивление высокоомного резистора гораздо больше сопротивления низкоомного, его влияние можно не учитывать (или можно несколько увеличить — для компенсации — сопротивление низкоомного резистора). Благодаря такому включению элементов удается сэкономить один диод; чем меньше элементов в схеме, тем надежней она работает.

При регулировке скважности импульсов этой схемы изменяется и частота выходного сигнала — это нужно помнить. Напряжение гистерезиса, а также напряжение переключения у этой схемы изменять можно, при этом будет, соответственно, изменяться или частота выходного сигнала, или скважность выходных импульсов (при неизменных номиналах элементов RC-цепочки). Напомню, что напряжение гистерезиса — это, в нашем случае, разность напряжений на конденсаторе С1 при разных уровнях на выходе ОУ, а напряжение переключения — «середина» напряжения гистерезиса.

Генераторы импульсов с изменяющейся скважностью широко распространены в цифровой электронике. В аналоговой технике они, в основном, используются только в устройствах с широтно-импульсной модуляцией (ШИМ). Подробнее такие устройства будут рассмотрены в главе 1.8.

Источник: А. С. Колдунов, Радиолюбительская азбука. Том 2. Аналоговые устройства. — М.: СОЛОН-Пресс, 2004. 288 с. — (Серия «СОЛОН — РАДИОЛЮБИТЕЛЯМ» выпуск 24)

Tweet Нравится

• Предыдущая запись: Обобщенная структура методологии сквозного статистического анализа и оптимизации в силовой электронике
• Следующая запись: Приборы для контроля обрыва нитей в народном хозяйстве

Похожие посты:

• Чем отличается ток от напряжения? (2)
• Связь тока и напряжения (0)
• ОХРАННАЯ СИГНАЛИЗАЦИЯ ДЛЯ МОТОЦИКЛА (0)
• ИСТОЧНИК ПИТАНИЯ ДЛЯ АВТОМОБИЛЬНОГО РАДИОПРИЕМНИКА (0)
• УСТРОЙСТВО ЭЛЕКТРИЧЕСКОЙ РАЗВЯЗКИ АККУМУЛЯТОРОВ (0)
• ЗАРЯДНОЕ УСТРОЙСТВО ДЛЯ АККУМУЛЯТОРА (0)
• ЗАРЯДНОЕ УСТРОЙСТВО ДЛЯ ЛИТИЙ-НОННОГО ЭЛЕМЕНТА КОНТРОЛЛЕР ЗАРЯДНОГО УСТРОЙСТВА (0)